Üblicherweise kann eine HV-Quelle entweder sehr hohe Spannungen und nicht so hohe Ströme oder umgekehrt liefern. Beides ist aber nicht so einfach, d.h. eine hohe Zündspannung bereitstellen und dann trotzdem hohe Ströme liefern, wenn die Spannung durch einen "niederohmigen" Lichtbogen kleiner wird.
Wenn man allerdings zwei verschiedene Frequenzen (inklusive DC = Frequenz Null) überlagert, scheint es einfacher zu sein.
Ich plane, eine Teslaspule (mit Breakout-Elektrode am Topload) zu benutzen, um eine größere Strecke in der Luft zu ionisieren. Dann soll eine kleinere DC- oder niederfrequente (50 Hz) AC-Spannung (ca. 1 - 10 kV) einen Lichtbogen bei größerer Stromstärke speisen.
Dazu habe ich mir folgende Schaltung ausgedacht:
Mit einer Kondensator-Diodenschaltung wird zunächst aus dem Drehstromnetz eine Gleichspannung von unbelastet 230 V *sqrt(2)*4 = 1301 V erzeugt. Ich nehme mal an, dass die Spannung bei Belastung auf durchschnittlich 1000 V zusammenfällt. Mit einer IGBT-Halbbrücke schalte ich den linken Anschluss von L1 abwechselnd zwischen 0V und 1000 V hin und her. Das erzeugt in L3 und C3 einen Strom, der den Sekundärschwingkreis der TC anregt. Über L2 ist die DC Spannungsquelle mit 1-10 kV DC von der HF-Schwingung entkoppelt. Es bildet sich ein Streamer zwischen einer Breakout-Elektrode und einer in einem gewissen Abstand angebrachten Erdelektrode.
Da hier die Primärschwingkreise galvanisch mit dem Sekundärschwingkreis gekoppelt sind, erscheint die DC-Spannung (1-10 kV) überlagert am Ausgang (bei RL). Es kann sich auch ein Lichtbogen mit höherer Stromstärke ausbilden, sofern die Quelle entsprechenden Strom liefern kann.
Da ich eigentlich am Lichtbogen und nicht an TC-typischen Entladungen interessiert bin, wäre es schön, wenn die IGBTs möglichst wenig belastet werden, wenn RL klein ist (aus "Sicht" der HF-Schaltung ist der Widerstand eines Hochstromlichtbogens fast wie ein Kurzschluss, d.h. ich kann mit RL=0 rechnen, um die Auswirkungen auf die HF-Schaltung zu untersuchen).
Ich habe die Schaltung mit variablen Werten für L1, C1, C2, L3 und C3 mit komplexer Wechselstromrechnung analysiert und ein mathematisches Optimierungsverfahren darauf "losgelassen", um bestimmte erwünschte Eigenschaften möglichst gut zu erreichen.
Zum einen will ich eine rechnerische Ausgangsspannung von 1 MV haben, wenn RL unendlich ist (Luft nicht ionisiert). Das wird nur ganz kurz am Anfang der Fall sein, dann kommen schnell Belastungen durch Streamer und Corona-Effekte hinzu. Zum anderen will ich ZCS erreichen, d.h. bei den Abschaltzeitpunkten soll jeweils die Rückwärtsdiode parallel zu den IGBTs leitend sein, so dass der IGBT stromlos ist.
Außerdem soll der Strom, der bei RL=0 durch RL fließt, mindestens 100 mA sein. Der Strom, der bei RL = 1 MOhm durch RL fließt, ist nicht viel anders wie der bei RL=0. Der Fall RL = 1 MOhm soll einen Zustand darstellen, in dem der HF-Teil der Schaltung richtige Wirkleistung an RL abgibt.
Außerdem soll die maximale in C1, C2 und C3 gespeicherte Energie möglichst klein sein, da diese Energie die Kosten der Kondensatoren mitbestimmt.
Ich nehme eine Kapazität von 20 pF zwischen Topload und Erde an. Außerdem eine Induktivität von 40 mH der Sekundärspule (eigentlich kann man eine solche Luftspule gar nicht durch eine einzige Induktivität und auch nicht durch eine Induktivität mit paralleler Kapazität darstellen, da man Wellenausbreitungseffekte berücksichtigen müsste; für eine feste Anregungsfrequenz kann man aber eine Ersatz-Induktivität benutzen).
Schließlich habe ich vom Optimierungsprogramm folgende Werte bekommen:
Bei diesen Werten hat man 1 MV (Spitzenwert) an RL für RL = unendlich. Für RL = 0 fließt 100 mA durch RL. Für RL = 1 MOhm sind es ca. 97 mA, was eine Wirkleistung von fast 10 kW ergibt. Durch L1 (und den jeweiligen IGBT oder die Rückwärtsdiode) fließt für RL=unendlich ein hoher Strom von 166 A (Spitzenwert). Die Wirkleistung (aufgrund von einem angenommenen Kupferwiderstand 50 Ohm in der Sekundärspule) beträgt ca. 65 KW. Da dies aber nur für ganz kurze Zeit benötigt wird, sollte es von Kondensatoren an der 1000V Spannungsquelle aufgebracht werden können.
Für RL = unendlich hat man den Spitzenwert von 32 kV am Kondensator C3.
Für RL = 0 dagegen fließt durch L1 nur noch ein Strom von 19,1 A (mit hohem Blindstromanteil) und die Spannungen an C1, C2, C3 sind viel niedriger. Für RL = 1 MOhm fließt durch L1 ein Strom von ca. 25,5 A, und an C3 ist die Spitzenspannung nur noch ca. 3900 V.
Der Kondensator C3 fügt zusätzlich zur magnetischen Kopplung der Primärschwingkreise mit dem Sekundärschwingkreis eine "galvanische" Kopplung hinzu. Bei geeignetem Windungssinn zwischen Primär- und Sekundärspule wirkt sich C3 so aus, als ob die magnetische Kopplung höher wäre (und C3 nicht da wäre, also durch einen Kurzschluss ersetzt worden wäre). Dieser "scheinbare" Kopplungsfaktor beträgt hier 0,22 (der magnetische Kopplungsfaktor ist nur 0,1). Somit kann man einen höheren Kopplungsfaktor erzeugen.
Mit diesen Werten ist außerdem ZCS möglich: Für jeden beliebigen Wert von RL ist in den Abschaltzeitpunkten die jeweilige Rückwärtsdiode der IGBTs leitend.
Last but not least merke ich an, dass die Schaltfrequenz nur ca. 96,7% der Resonanzfrequenz des Sekundärschwingkreises beträgt. Das ist so gewollt.
