Audio modulierte DST Ansteuerung

[Tesla-Fan]

P.S. Dieser Kondensator da über Emitter-Collector soll der nur als Snubber dienen oder hat der noch irgendwelche "gewollte" Schwingkreisbedeutung?
Momentan sieht das auf den unteren Bildern so aus als ober der einmal nachschwingt und der IGBT einschaltet wenn der Kondensator halb _geladen_ ist. Ich nehme mal an der hängt da recht niederinduktiv direkt am IGBT, dann wird der kurzgeschlossen und die komplette Energie der Kapazität wird im Halbleiter verheizt (wären 40 Watt bei 33kHz/50V/1µF), dazu hat man eine extrem hohe Stromanstiegsgeschwindigkeit. Unter Umständen wäre es gut den Verlust mit einer Diode in einen Widerstand auszulagern: Fig. 3-> https://www.mouser.de/pdfDocs/APT0404.pdf Irgendwie erscheint mir der Kondensator zumindest für einen Snubber an genau der Stelle auch etwas extrem zu groß.

Ehrlich gesagt habe ich den am Anfang einfach zum Schutz des IGBT vor Rückkopplungen des DST dazugehängt, mittlerweile habe ich ihn unterschiedlich dimensioniert in Kombination mit verschiedener Anzahl Windungen um die Resonanzfrequenz vom Primärschwingkreis zu beeinflussen.
Ich habe es vorhin zuerst ohne Kondensator probiert, was den IGBT zerstörte. Ich habe ihn gegen einen anderen Typ ausgetauscht und der Spannungseinbruch beim Einschalten ist verschwunden. Wahrscheinlich war der vorherige IGBT bereits etwas angeschlagen von einem Ausflug über 60kHz.
Das ist der neue: https://asset.conrad.com/media10/add/16 ... 1200-v.pdf
Mit dem neuen IGBT habe ich es mit je einem 0.22uF und 47nF Kondensator versucht hatte aber viel weniger Leistung, so dass der Lichtbogen einfach immer wieder löschte. Die Signale sahen dann so aus:

Von welchem Verhältnis von "zu gross" sprechen wir hier? Statt 1uF, 0.1uF oder eher im Bereich von einigen nF? Und macht es hier Sinn die Windungszahl zu erhöhen um die tiefere Kapazität zu kompensieren? (momentan sind es 5 Windungen mit einer Induktivität von 12uH)
Den Taschenrechner um die Kapazität und den Widerstand mit den Integral Formeln im verlinkten Dokument zu berechnen hätte ich zwar, kann jedoch nur ein paar der Variablen benennen. Ich werde mal nach einfacheren Formeln suchen und sonst gibts wieder was zu Lernen.^^

Der neue IGBT hat laut Datenblatt eine eierlegende Wollmilchsau als Diode eingebaut, in Kombination mit 1uF als Snubber kann ich die Frequenz fast so weit einstellen, dass beim Einschalten nahezu keine Spannung mehr zwischen C und E liegt, aber eben nur fast, sonst löscht der Lichtbogen. Die Schwingung beim Ausschalten bleibt aber und zeigt sich auch im CE Signal.
Das ganze sieht dann wie folgt aus:

[Norbi]

Beim Turnoffsnubber geht es ja eigtl. nur darum dass der ganz kurz den den Strom übernimmt und irgendwie nach weniger als ne µS schon voll ist, mehr als 100nf hab ich selbst bei IGBT Modulen noch nie gesehen. Wenn ich mir das Oszilloskop da aus dem oberen Bild angucke geht das hier wohl eher Richtung weniger 47nF. Bin auch rechenfaul aber mit dem Oszilloskop sieht man das ja auch recht gut.

Bei dem Zeilentrafo sind ja die Primär und Sekundärwicklung recht lose gekoppelt weil die recht weit auseinanderliegen; wegen der Streuinduktivität kann man da ohne Resonanz nicht beliebig Strom durchpusten. Versuch doch wirklich mal den Snubber bei 47 nF zu belassen dann aber mit Widerstand und Diode wie in dem in der Zeichnung bei RCD Snubber. Das kann man ja testen wie sich der Verhält wenn man langsam die Spannung im Leistungszweig hochdreht. Höher als 24 V willst Du nicht gehen? Mit einer höheren Spannung kommt ja auch mehr hinten Raus. Da könnte man dem Ausgehen vom Lichtbogen etwas entgegendrehen

Wenn ich da unbedingt mit Resonanz arbeiten wollte, würde ich das erstmal so versuchen:

Schaltplan_TL494CN_PWM_Pin4_PP.jpg (23.38 KiB) 3542 mal betrachtet

So Parallelschwingkreise finde ich immer wesentlich gutmütiger was Spannungsüberhöhung angeht. Die Zusätzlich Induktivität kann man da zum testen erstmal durch einen Robusten Widerstand ersetzen, nen paar 12V Halogenbirnen zB.
Bei dem Snubber braucht man eine schnelle Diode und irgendwie einen 5 Ohm Widerstand. Eigtl ist das ja recht unkritisch hauptsache die Leistung wird nicht im Igbt verbraten.

[Tesla-Fan]

Wenn ohne den Kondensator da die Halbleiter sterben wird das wohl an einer massiven Induktionsspitze vom Trafo beim Ausschalten liegen. Da könnte man erstmal einfach den Gatewiderstand erhöhen und sehr viel langsamer schalten. Wenn Trotzdem ein Snubber dran muss wenigstens einen mit Widerstand+Diode.

Also eher in Richtung 100Ohm statt 13?
Wird dann nicht auch die Verlustleistung noch grösser? Ich bin jetzt teilweise schon nach kurzer Zeit bei 100°C laut IR-Kamera und das Ding soll ja im Dauerbetrieb laufen können.

Zu deinem letzten Post:

Ich habe bei einem Rechenbeispiel meine Werte eingesetzt und nachgerechnet, als Resultat hatte ich 3nF und max. 20Ohm bei 33kHz, 100V Spannung nach dem Ausschalten und max. 5A von der Spannungsversorgung.
Die entsprechenden Bauteile habe ich dann mit einer schnellen Diode zusammengelötet und ausprobiert. Das allzu bekannte Pfeifen kam praktisch ohne Verzögerung und ein neuer IGBT musste her.
Die Frage ist jetzt, war der Widerstand zu hoch oder die Kapazität zu gering..

Die Spannung ist erstmal vom Netzteil her gegeben, und ich habe den Abstand der Funkenstrecke den ich überbrücken kann ja bereits, wenn es dafür nicht mehr reicht verschwende ich die vorhandene Leistung.
Ausserdem ist das Teil mittlerweile ziemlich laut wenn ich Musik abspiele, einen noch grösseren Funken oder mehr Leistung werde ich wohl nicht brauchen.

Ich werde es entsprechend deiner Vorschläge versuchen, also:
-Mehr Gatewiderstand für langsameres Schalten
-47nF für den Snubber, kann ich hier wieder die 20Ohm verbauen?
-Induktivität in Serie zur Primärspule, Ich hätte noch ein paar Ringkernspulen mit bis zu 500uH
-Eventuell ein Kondensator parallel zur Primärspule um die Resonanzfrequenz einzustellen


Danke übrigens für deine Hilfe und Geduld!

[Norbi]

Hm, inzwischen bekomme ich eher ein schlechtes Gewissen weil ein Leistungshalbleiter nach dem anderen über die Wupper geht.

Ich kann mir wirklich nicht vorstellen dass der IGBT da so schnell den thermischen Tod gestorben ist. Und eine Induktionsspitze bis zu einem Kilovolt ist auch schon ziemlich hart, aber bei dem 0,47nF am Mosfet war man ja auch schon bei ~160V, das könnte tatsächlich im Bereich des Möglichen liegen. Hätte wirklich nicht gedacht dass man ein 1200V IGBT so einfach gekillt bekommt.
In der Schaltung so wie die nun war tritt da halt diese extrem ärgerliche Induktionsspitze auf, die muss irgendwie abgeleitet oder verhindert werden.

Mit dem großen 1,47µF Kondensator über Collector/Emitter ging das zwar aber der ist so verschaltet wirklich nicht gut. Wenn der geladen ist (positiv am IGBT Collector) und der Mosfet schaltet durch, hat man ein Stromkreis der nur aus dem IGBT und dem Kondensator besteht, und die komplette Energie aus dem Kondensator landet als Wärme im Halbleiter. Deswegen ist das nicht wirklich eine gangbare Methode.

Das Schaltungsbeispiel aus dem Dokument das ich da an den Snubber gezeichnet habe ist dazu dass beim Ausschalten der Strom nicht durch den IGBT fließt sondern durch den Kondensator, so dass sich die Ausschaltverluste im Halbleiter drastisch verringern. Zum Abfangen von Überspannungen in dem Ausmaß ist der RCD Snubber in der Dimensioniereng die eben für den Zweck einer Schaltverlustminderung gedacht ist scheinbar nicht ausreichend geeignet.

Die Überspannung ist aber direkt weg sobald man die ganze Schaltungstopologie zum Parallelschwingkreis hin ändert:
Wenn man in der Schaltung den neuen Kondensator direkt an die Spule vom Zeilentrafo hängt wird eine Induktionsspitze am IGBT durch die Induktivität des Zeilentrafo komplett verhindert. Dann hat man dort einen Parallelschwingkreis gebaut bei dem die Spannung auf keinen Fall über die Speisespannung von 24V gehen wird, der Strom zwischen dem Kondensator und in der Primärwicklung wird aber extrem hoch. Wegen der geringen Spannung kann man die Windungszahl vielleicht auf 2-3 Windungen reduzieren und wegen dem hohen Strom sollte man vielleicht mehrer Kondensatoren parallel Schalten anstatt einen großen Kondensator zu nehmen. Die Wicklung muss den Strom dann natürlich auch schaffen vielleicht genügen ja ~2,5mm² Kabel.
Wie groß man bei ~3 Windungen den Kondensator macht um auf 33 kHz zu kommen würde ich dann erstmal ausprobieren mit einem Widerstand anstatt der der zusätzlichen Spule. Ich nehm da einfach eine Glühbirne. Die Induktivität in Serie zum Zeilentrafo ist auch nur nötig wenn man den Kondensator über der Primärspule angeschlossen hat. Sonst können da unschöne Ströme fließen. Ich habe es selber nicht so mit dem rechnen deswegen würde ich einfach irgendwas mit 100µH nehmen und so lange abwickeln bis mir der Strom gefällt.


Das mit dem Gatewiderstand ist immer ein Trade off, schaltet man schnell gibt es gerne Spannungsspitzen, schaltet man langsam hat man mehr Schaltverluste. Nur die Spannungsspitzen killen einen Halbleiter oft sofort während man bei zu hohen Schaltverlusten oft noch eine Chance hat mit dem Daumen zu überprüfen ob da zu viel Hitze entsteht. Nachträglich kann man dann mit dem Oszilloskop immer noch gucken und den Gatewiderstand Schrittweise verringern. Mit 100 Ohm kann man durchaus ruhig anfangen.

Den Snubber mit Diode und Widerstand mach ruhig wieder auf 47nF, wenn man das mit dem Schaltverlusten außer acht läßt kann man das ja machen und der dient dann im Extremfall nur der Überspannungsableitung, auch der 20 Ohm Widerstand wird dann passen. Außerdem ist das ja einmal getestet und es fliegen einem nicht wieder sicher ein paar Euro um die Ohren......

[Tesla-Fan]

So, ich hab nun folgenden Aufbau:
3 Wicklungen mit 2uF von 2 1uF Kondensatoren parallel,
in Serie dazu eine Luftspule mit 1cm Durchmesser und 10 Windungen,
dann Der IGBT mit 100 Ohm Gatewiderstand
und zwischen C und E die Snubber Schaltung mit 47nF, Diode und 19.5 Ohm aus 2 parallelen 4W 39 Ohm Widerständen.

Versucht habe ich noch:
-1uF parallel zur Primärspule, was zu einem ausgeprägten 2. Spannungshügel führte.
-20 Ohm aus 2 2W 10 Ohm Widerständen, wobei sich nach kurzer Zeit die Lötstelle löste, der IGBT aber 1-2 Sekunden ohne diese Verbindung auskam bevor ich ausschalten konnte.
-Da ich leider keine Glühbirnen bzw. keine Leuchtmittel die mit Draht aufgebaut sind habe, begann ich mit einer Ringkernspule mit ca. 100uH und wickelte immer mehr Draht ab, bis ich zur Luftspule gewechselt habe.
Eine Luftspule mit 1cm Durchmesser und 20 Windungen ist bereits zu viel.
-2 x 47nF in Serie beim Snubber, was nur zu einer höheren Spannungsspitze beim Ausschalten führte.
-Nur mit Kondensator, was bei 3nF noch keinen grossartigen Einfluss hatte, aber ab 23.5nF und bis 220nF zu massiven Oszillationen bei beiden Signalen geführt hat.
-Ganz ohne Snubber also auch kein Kondensator, dabei gibt es eine Spannungsspitze von 300V und das Gatesignal schwingt etwas mit.

Die Schaltung funktioniert zwar relativ gut, was den Lichtbogen und fast alle Bauteiltemperaturen betrifft, aber es sind noch 1 oder 2 Probleme vorhanden, je nach dem wie schlimm eine kurze Spannungsspitze ist.
Das erste Problem ist möglicherweise die besagte Spannungsspitze während ca.1-2us und je nach Snubber-Konfiguration mit bis zu 180V-300V. Der IGBT sollte das ja eigentlich locker wegstecken.
Das 2. sind die beiden parallelen 4W 39 Ohm Widerstände beim Snubber, diese erreichen bereits nach 15-20s über 150°C.
Es sind zwar zementierte Widerstände die laut einem Post im Microcontroller Forum 200-400°C aushalten sollten, aber meine IR Kamera hört bei 150°C auf und die hohe Anstiegsgeschwindigkeit lässt mich vermuten, dass wohl bei 200°C noch nicht Schluss ist, ich habe jedoch nicht gewartet bis sich die Lötstellen lösen.

Auf Grund der Tatsache dass die geringere Kapazität beim Snubber zu einer höheren Spannungsspitze führt, würde ich vermuten dass eine Erhöhung der Kapazität zu einer Tieferen Spitze führen sollte,
aber die höhere Kapazität würde auch bedeuten, dass der Widerstand mehr Energie verheizen müsste, was aber jetzt schon ein Problem ist. Ich denke nicht, dass eine schlaue Lösung bei einem 20W Widerstand liegt..
Was ich später wohl noch machen werde ist eine Diode parallel zum Gatewiderstand schalten um die Einschaltzeit zu verkürzen, da diese ja keine Probleme bereitet.

Die Signale sehen mit Snubber so aus:

Und so ganz ohne Snubber:

[Norbi]

Die kleine Spitze könnte daher kommen dass die Diode im Snubber etwas zu langsam ist. Mach mal zusätzlich zu dem bereits bestehenden "Snubber" ein zweiten über Emitter/Collector nur mit einem mit 100pf-1nF Kondensator und einem 10 Ohm Widerstand in Serie, dann könnte die evtl. weggehen.

Wenn das gelingt:
Bis auf die Spitze und dass der Widerstand so heiß wird schaut dass ganz gut aus. Die Spannung von dem dicken Bauch ist ja nur noch bei 50V. Versuch einfach mal den Widerstand im alten Snubber zu _erhöhen_ so 20/40/80..... Ohm und guck mal was passiert, wenn es da gegen 200V geht dann einfach aufhören und gucken wieviel Leistung dann im Widerstand verbraten wird.

Ach was ganz interessant wäre, wäre vorher mal zu gucken wie sich die Spannung direkt an der C/E Strecke des Transistors zu der nur am Snubberkondensator hinter der Diode und dem Widerstand verhält.

PS. es könnte auch sein dass der große Snubber einfach nicht komplett entladen wird in der ON time und er durchgehend auf 180V geladen ist und deswegen die Spannungsspitze (die jetzt von der Luftspule kommt) erst bei der Spannung geköpft wird.

[Tesla-Fan]

Also, ich habe jetzt noch 3 Varianten ausprobiert, hier sind auch gleich die Signale dazu, das obere ist jetzt zwischen den Kondensatoranschlüssen.
Die Diode sollte eigentlich schnell genug sein, sie ist laut Datenblatt für den Zweck geeignet: https://html.alldatasheet.com/html-pdf/ ... 2-06A.html

Zuerst mal mit 39 Ohm, der Widerstand wurde noch schneller heiss..

Dann mit 78 Ohm, hier war die Temperaturanstiegsgeschwindigkeit nicht so hoch aber trotzdem noch bedenklich und die Temperatur war schnell über 150°C

Zuletzt habe ich noch den 1nF Kondensator mit dem 10 Ohm Widerstand in Serie, parallel dazugehängt, was aber keinen Unterschied brachte

Im Dokument zum Turn-Off Snubber gibt es noch einen kurzen Abschnitt über eine zusätzliche Schaltung, ein "over voltage protection circuit".


The turn-off snubber is not very effective at
limiting over-voltage transients. If it is necessary
to limit over-voltage, the following circuit can be
added.

Ueberspannungsschutz.jpg (24.37 KiB) 3409 mal betrachtet

The role of R2, D2, and C2 is very different
from the one of a turn-off snubber.
In this case capacitor C2 is charged to maximum
voltage VM, and diode D2 conducts only during
over-voltage spikes. The R2, D2, C2 network
acts as a tranzorb.

Wäre das einen Versuch wert?
Es steht leider nichts zur Bemessung der Bauteile..

[Norbi]

Hmm.

Eigtl. sollte der sich ja erst entladen wenn sich der Mosfet einschaltet. Das sind da 200V auf dem Kondensator am Anfang?

Kannst Du mal gucken wie die Spannung im Schwingkreis an der Primätwicklung vom Zeilentrafo ist?

[Tesla-Fan]

Ja sollten knapp 200V sein.

Ich kann leider nur entweder den Primärschwingkreis oder Gate und C-E messen, da die Massen des Oszilloskops verbunden sind. (oder gibts hier einen Trick?)
Als ich das Pfeifen hörte dachte ich schon der IGBT wäre wieder hinüber und hatte schon alle Verbindungen getrennt, zum glück hab ich nochmal den Durchgang zwischen C und E geprüft..
Das geht da übrigens auch ins Minus, der Strich ohne Signal war auf der Mittellinie. Die Einstellung ist 5v/Div. und 10x an der Messsonde, also 50V/Zeile.

[Norbi]

Ui da ist was gehörig schief gelaufen, das sollte eigtl. ein Sinus werden.

Edit:
Hm ich glaub ich schlafe mal lieber eine Runde drüber.......

[Tesla-Fan]

Ich hab mal die Luftspule dazu genommen, zuerst sah es nach Sinus aus, die Leistung war aber geringer, so dass der Lichtbogen immer wieder löschte.
Nach ein paar Sekunden ist dann die volle Leistung da und das Signal verändert sich dementsprechend.

Hier ist das Signal bei verminderter Leistung über der Primärspule und der Luftspule (wieder bei 10V/Div. 10x):

Und so sieht es danach aus wenn die Leistung wieder da ist:

[JuiceMaster]

Ich bin gerade an einer ähnlichen Schaltung am Gange und irgendwie ist der Output jämmerlich und die Audioqualität echt reudig.
@Tesla-Fan hoffe es ist ok deine Threat zu benutzen, wollte jetzt keinen 2. mit dem gleichen Thema eröffnen.

Der Zeilentrafo ist im Schaltplan nicht vorhanden, dieser wird einfach an den IRFP460 und die variable Eingangsspannung geschaltet.
Die Frequenz der Schaltung liegt bei knapp 40 kHz und das ton/toff ist etwa 50%.
Laut Datenblatt müsste der IRFP460 mit 3,5-4V als Ugs ja einige Ampere bereits treiben, oder muss ich hier weiter hoch?
Hatte die Treiberstufe auch schon mit mehr Spannung (10-15V) betrieben, aber der Aufbau limitiert selber die Ugs.
Habt ihr da Ideen sonst?

Edit:
Das Gate-Source Signal lässt sich mit dem Scope ohne DST super messen, sobald dieser aber auch mit einer Spannung versorgt wird, ist das ganze extrem verrauscht.
Wahrscheinlich müsste man dies mal niederohmig messen.

[Tesla-Fan]

Kein Problem, ich erhebe keine Besitzansprüche. :p
Die Gatespannung ist glaube ich schon sehr tief, da hast du noch einen zu hohen Widerstand beim MOSFET, mindestens 10V(wie es im Datenblatt auch als Richtwert verwendet wird) sollten es schon sein, besser noch 15V.

[Tesla-Fan]

Irgendwie hat die Spannung am Gate abgenommen, von 15V ist sie auf etwa 12V gesunken, ich habe beide ICs jeweils ausgetauscht, was keine Änderung brachte. Mit einer Diode parallel zum Gatewiderstand konnte ich sie wieder auf knapp 14V anheben. Wenn ich das Signal vor dem Widerstand abgreife habe ich noch 15V..
Das Gatesignal bleibt nach dem Ausschalten des Netzteils auch kürzer sichtbar auf dem Oszilloskop, irgendwo lässt ein Teil Strom abfliessen, ich muss da wohl mal mit der IR-Kamera und Multimeter dahinter.
Irgendeine Idee woher das so plötzlich kommen könnte?

Die Schaltgeschwindigkeit hat jedenfalls nicht abgenommen und so funktioniert die Schaltung trotzdem noch.

edit: Ich habe mal den Widerstand zwischen Gate und Emitter gemessen, 120 Ohm, eigentlich sollte der ja unendlich sein. Die Spannungsspitzen haben wohl zu einem Durchbruch geführt.

[Tesla-Fan]

Ich bin gerade an einer ähnlichen Schaltung am Gange und irgendwie ist der Output jämmerlich und die Audioqualität echt reudig.
[ externes Bild ]

Was verwendest du eigentlich als Audioquelle?
Ich könnte mir vorstellen, dass die 2 Seiten des Stereosignals miteinander interferieren (ich habe beim Handy auf mono umgeschaltet) oder die Interruption des Rechtecksignals zu stark ist. Ein Audio-Frequenzgenerator als App. je nach dem ein Programm oder auch ein Funktionsgenerator wären hier ein gutes Tool um ein klares Bild beim Oszilloskop zu erhalten. Ich habe jeweils versucht die Hälfte, ein Drittel oder ein Viertel der Trägerfrequenz anzupeilen. Starke Bässe und kurze laute Spitzen führen übrigens auch zur Verzerrung des Klangs, die Bässe schwäche ich deshalb mit einem Hochpass Filter ab.

Die Trägerfrequenz ist wohl der wichtigste Faktor, ich musste bei jeder Änderung am Primärkreis die Frequenz neu einstellen, zuerst damit ich genug Leistung hatte und dann nochmal um einen guten Klang zu erzeugen. Dabei waren es teilweise auch über 10kHz Differenz, wobei die Leistung und der Sound zuerst schlechter wurden und dann wieder besser. Die besten Ergebnisse hatte ich jeweils bei 21kHz, 32kHz und 44kHz, je nach Aufbau des Primärkreises.
Letztendlich ist es ein Kompromiss zwischen Leistung und Klangqualität, wenn du etwas am Primärkreis herumspielst und die Frequenz optimierst, kannst du evt. auch beides haben.